通信是将信息从A点移动到B点，但计算机革命正在从根本上改变通信的本质。信息越来越多地以数字形式被创造、操纵、存储和传输——即使是基本的信号。音频录制/播放、有线电话、无线电话、音频和视频广播——所有这些媒体都采用或正在采用数字标准。负责提供有线和无线通信网络的实体面临着跟上数字通信流量指数增长需求的巨大挑战。通信越来越多地是将比特从A点移动到B点。

数字通信包含了各种各样的应用程序，具有完全不同的限制。传输介质可以是双绞线铜线、同轴电缆、光纤电缆或通过任意数量的不同频带的无线传输。传输速率的范围可以从跨工厂车间通信的工业控制信号每秒几比特到压缩语音的32 kb /s, MPEG压缩视频的2 Mb/s, SONET数据干线的155 Mbps，甚至更高。一些传播方案受到正式标准的限制，另一些则是自由的或发展中的。这种多样性所产生的丰富的设计和建筑选择令人难以置信。数字通信的话题是如此广泛，以至于无法在一书架的书中进行全面的讨论。

通信术语和一系列令人眼花缭乱的首字母缩写已经发展起来，有时使通信系统工程师和电路硬件设计师难以相互沟通。对于以频率和功率表示的系统，通常根据时域中面向电压的规格来选择组件。我们在这里以及在以后的文章中，将对一些基本原理进行相当非正式的概述，重点是跟踪组件性能和系统性能之间有时很复杂的关系。

“沟通视角”和分析工具集在解决通常不被认为是“沟通”问题的问题方面也做出了重大贡献。例如，该方法对磁盘驱动器数据恢复问题中固有的一些速度/带宽限制提供了很好的见解，其中从A到B的通道包括在磁性介质中写入和读取数据，以及在处理板上通过高速总线移动数据。

香农定律——基本约束:一般来说，数字通信系统的目标是:

• 每秒移动尽可能多的数据

• 越过指定航道

• 用尽可能窄的带宽

• 使用最便宜的，最低的功率，最小的空间(等)设备。

系统设计者在不同程度上关注每一个维度。1948年，克劳德·香农(Claude Shannon)建立了数据传播速度的理论极限:

这意味着在给定的时间内，可以通过给定的信道传输的最大信息随着信道的带宽线性增加，噪声减少了在给定的带宽内可以有效传输的信息量，但具有对数灵敏度(噪声增加一千倍可能导致最大信道容量减少十倍)。本质上，信息的“桶”有两个维度:带宽和信噪比(SNR)。对于给定的容量要求，可以使用信噪比相对较差的宽带信道，或者信噪比相对较好的窄带信道(图1)。在带宽充足的情况下，通常使用廉价、带宽消耗大的通信方案，因为它们往往对噪声和实现缺陷不敏感。然而，随着对数据通信容量的需求增加(例如，更多的移动电话)，带宽变得越来越稀缺。在大多数系统的趋势是朝着更高的频谱效率，或每单位带宽使用的比特容量。根据香农定律，这意味着转向信噪比更高、对发射和接收硬件和软件要求更高的系统。

让我们通过考虑一些例子来更仔细地检查带宽(时/频域)和信噪比(电压/功率域)的维度。

PCM:一种简单(但常见)的情况:考虑如图2a所示的传输位流的简单情况，从位置A的发送器到位置B的接收器(可以假设，传输是通过一对导线，尽管它可以是任何介质)。我们还将假设发射机和接收机已经商定了要传输的电压水平和传输信号的定时。发送器在商定的时间发送“高”和“低”电压，对应于其比特流中的1和0。接收方在约定的时间应用判定元件(比较器)来区分传输的“高”和“低”，从而恢复传输的比特流。这种方案被称为脉冲编码调制(或PCM)。决策元素的应用通常被称为输入信号流的“切片”，因为确定要发送的比特是基于(切片)时间内某个瞬间接收信号的值。为了在这条线路上传输更多的信息，发射器提高了它更新输出信号的速率，接收器相应地提高了它的“切片”速率。

这个简单的案例对任何上过数字电路设计入门课程的人来说都很熟悉，它揭示了建立数字通信系统的几个重要因素。首先，发送器和接收器必须就要发送的“电平”达成一致:在这种情况下，什么电压构成发送的“1”，什么电压水平构成发送的“0”。这允许接收方为其决策元素选择正确的阈值;该阈值设置不正确意味着传输的数据将无法恢复(图2b)。第二，发射器和接收器必须就发射频率达成一致;如果接收器以不同于传输比特的速率“切片”，则不会恢复正确的比特序列(2c)。事实上，我们马上就会看到，传输信号的频率和相位必须是一致的。

实现这些需求有多困难?在一个简化的世界里，人们可以假设传输的信号相当“忙”，没有长串连续的1或0。然后可以将决策阈值设置为传入比特流的“平均值”，该值应该介于传输的“1”和传输的“0”之间(如果1和0的密度相等，则介于两者之间)。在定时方面，可以使用锁相环——中心频率接近商定的发射频率;它会“锁定”传输的信号，从而给我们一个精确的切割频率。这个过程通常被称为时钟恢复;对发射信号的格式要求与锁相环的性能特性有关。图3展示了这个简化的脉冲接收器的元素。

带宽限制:现实世界并没有这么简单。首先要考虑的重要物理限制之一是传输信道的带宽有限。从发射机发出的锐边方波脉冲将被低带宽信道“舍入”。这种影响的严重程度是信道带宽的函数。(图4)。在极端情况下，传输的信号永远不会到达逻辑上的“1”或“0”，传输的信息基本上丢失了。考虑这个问题的另一种方法是考虑信道的脉冲响应。无限带宽通道通过脉冲不失真(也许只有一个纯粹的时间延迟)。当带宽开始减少时，脉冲响应“扩散”。如果我们把比特信号看作一个脉冲流，就会出现码间干扰(ISI);当一个脉冲的响应延伸到下一个脉冲时，脉冲开始相互干扰。在接收端看到的电压不再是时间t(1)发送的发送位的简单函数，而是还依赖于前一个位(时间t(0)发送)和下一个位(时间t(2)发送)。

图4说明了在上述简单噪声通信系统中，在带宽限制为一阶滞后(单个R-C)的情况下，示波器连接到线路的接收端可能会看到的情况。显示了两种响应，一种是实际接收到的脉冲序列的一部分，另一种是在每个周期上触发的图，以便所有响应都被覆盖。后者被称为“眼”图，结合了带宽和噪声的信息;如果“眼睛”对所有的迹线都足够开放，那么很容易区分0和15。在图4a的适当带宽情况下，可以看到明确的1、0和从1到0的急剧转换。随着带宽逐渐减小，(4b, 4c, 4d, 4e)， 1s和0s开始向彼此坍缩，增加了时序和电压的不确定性。在带宽降低和/或噪声过大的情况下，比特会相互渗透，使得区分1和0变得困难;据说“眼睛”是闭着的(4e)。

正如人们所期望的那样，设计一个电路来从4a信号中恢复比特要比从4d或4e信号中恢复比特容易得多。在带宽有限的情况下，决策元素的任何错位，无论是在阈值水平上还是在时序上，都将是灾难性的(d, e)，而在宽带情况下，这种错误是相当容忍的。根据经验，要以F(S)的速率发送脉冲流，至少需要F(S)/2的带宽来保持睁开的眼睛，并且通常会使用更宽的带宽。这个多余的带宽由实际带宽与F(S)/2的比值来定义。可用的带宽通常受到所使用的通信介质的限制(无论是2000英尺的双绞线，10英里的同轴电缆等)，但也有必要确保发射器和接收器中的信号处理电路不限制带宽。

信号处理电路通常可以用来帮助减轻由带限信道引入的符号间干扰的影响。图5显示了带限通道的简化框图，然后是均衡器，然后是位“切片器”。均衡器的目标是实现一个传递函数，该函数实际上是传输通道在一部分频带上的逆，以扩展带宽。例如，如果传输通道充当低通滤波器，则均衡器可能实现高通特性，这样通过两个元件的信号将在更宽的带宽上不失真地从均衡器出来。

虽然这在原则上很简单，但在实践中很难实现。首先，传输通道的传递函数通常不是非常精确地知道的，也不是从一种情况到另一种情况都是恒定的。(你和你住在街上的邻居有不同长度的电话线连接到电话公司的中心办公室，因此带宽会略有不同。)这意味着这些均衡器通常必须以某种方式可调或自适应。此外，进一步考虑图5，我们看到无源均衡器可能会使频率响应变平，但也会使信号衰减。信号可以被再次放大，但信噪比可能会下降。下一节将讨论这种方法的后果。虽然均衡器不是一种简单的万能药，但它们是许多通信系统的重要组成部分，特别是那些在带宽受限的信道上寻求最大可能比特率的系统。目前使用的均衡方案非常复杂，包括决策反馈均衡器，顾名思义，决策反馈均衡器使用从决策元件输出到均衡块的反馈，试图消除尾缘符号间干扰。

多级符号——一次发送一个以上的比特:由于带宽限制设置了每秒可以有效传输的脉冲数的上限，因此可以通过一次发送两个比特来决定在信道中获得更多的数据。在二进制系统中，可以发送和接收4种不同的状态，而不是发送“0”或“1”，对应于“0”(00)、“1”(01)、“2”(10)或“3”(11)。发射器可以是一个简单的2位DAC，接收器可以是一个2位ADC。(图6)。在这种被称为脉冲幅度调制(PAM)的调制中，额外的信息被编码在比特流的幅度中。

交流不再是一次一个比特;每个传输事件都发送多比特字或符号。因此，有必要区分系统的比特率(即每秒传输的比特数)和符号率(即每秒传输的符号数)。这两个比率是简单相关的:

比特率=符号率(波特)×位/符号

上一节讨论的带宽限制和符号间干扰限制了可实现的符号速率，因为它们限制了“传输事件”在时间上的间隔有多近。然而，通过每个符号发送多个比特，可以提高有效比特率，采用高阶调制方案。发射器和接收器变得更加复杂。发射器上的简单开关现在已经被DAC取代，接收器中的单个比较器现在是a /D转换器。此外，有必要更加小心地适当缩放接收信号的幅度;除了标识，还需要更多的信息。简化假设，A/D转换器代表接收器，被实现为一个直接的闪存转换器，很明显，接收器硬件复杂性随着每个符号的位数呈指数级增长:一个比特，一个比较器;2位，3个比较器;3位，7个比较器等。根据特定的应用，电路成本不应该随着每个符号的比特数呈指数增长，但它通常会比线性增长更陡峭。然而，硬件复杂性并不是每个符号可以传输的比特数的唯一限制因素。

噪声的限制

再考虑一下每符号一位的PCM调制的简单情况。假设用1 V发送“1”，用-1 V发送“0”，那么简单的接收端(图3)就是一个判定阈值为0 V的比较器。在接收位为“0”的情况下，信道带宽足够宽，因此实际上没有符号间干扰，在无噪声环境中，接收器的电压预计为-1 V。现在向接收到的信号引入加性噪声(这可能来自任何数量的源，但为了简单和一般性，假设它是高斯白噪声，可能对应于热噪声)。在施加判决元件的时刻，由于加性噪声，比较器处的电压将不同于-1 V。噪声不会引起真正的关注，除非它包含将把电压水平推到0 V以上的值。如果噪声足够大(并且符号正确)，则决策元素将响应它已接收到“1”，从而产生位错误。在图4d的眼睛图中，噪音会使“眼睛”偶尔闭上。

如果将系统修改为发送4位(16级)符号，峰值电压相同，则-1 V对应“0”(0000)，+1 V对应“15”(1111)。现在，“0”和下一个更高的水平“1”之间的增量阈值要小得多:16个不同的状态必须适合2 v的跨度，所以这些状态大约相距125 mV，中心到中心。如果决策阈值设置得最优，则状态的“中心”将离相邻阈值62.5 mV。在这种情况下，62.5 mV的噪声会引起“误码”。如果初始假设成立，并且加性噪声本质上是高斯噪声，则可以从噪声的均方根值预测噪声超过该临界值的频率。图7显示了两种不同rms噪声值的概率密度函数的误差阈值为62.5 mV。由此，可以预测误码率，或者在给定的传输比特率下，接收到的数据被错误解释的频率。

必须特别注意如何对数据进行编码:如果代码1000距离代码0111只有一个阈值，那么一个小的噪声偏移实际上会导致所有4位都被误解。由于这个原因，格雷码(在相邻状态之间每次只改变一个比特)。(00,01,11,10)通常用于最小化两个相邻状态之间误读造成的误码影响。

因此，尽管比特率增加了，但使用每个符号更多比特的高阶调制方案还是有局限性的:不仅硬件会变得更复杂，而且对于给定的噪声水平，比特错误会更频繁。误码率是否可以容忍在很大程度上取决于应用;一个数字化的语音信号可能在误码率为10 -(5)的情况下听起来是合理的，而一个关键的图像传输可能需要10 -(15)。

比特错误可以通过各种编码和奇偶校验方案来检测和纠正，但是这些方案带来的开销最终消耗了增加符号大小所获得的额外比特容量。提高信噪比(SNR)的一种方法是增加传输功率;例如，将信号幅度从2v峰对峰增加到20v峰对峰，从而将“误差阈值”增加到625mv。不幸的是，增加传输功率通常会增加系统的成本。在许多情况下，出于安全原因或为了确保使用相同或邻近信道的其他业务不受干扰，监管机构可能会限制在给定信道中可以传输的最大功率。然而，在力图利用所有可用容量的系统中，发射功率水平通常会被推到最大的实际/合法水平。

电压噪声并不是唯一一种会降低接收机性能的信号损伤。如果定时噪声或抖动被引入接收器“时钟”，则决定“切片器”将在次优时间应用，从而横向缩小“眼睛”(图4a-4d)。根据通道距离带宽限制的远近，这可以显著降低“误差阈值”，同时提高对电压噪声的灵敏度。因此，信噪比必须结合电压域和时域误差源来确定。

(1)磁盘驱动器读通道设计领域是均衡器开发的温床，目前正在努力改进访问规范。

这是介绍通信主题的系列文章中的第一篇。在下一期中，我们将讨论各种调制方案和在同一信道中复用多个用户的方法。

参考电路

本文只触及了一个非常复杂领域的表面。如果你对信息的胃口被激发了，这里有一些推荐的书目(这些书的参考书目会扩展到一个更大的列表):

电子通信系统-一个完整的过程，第二版，由威廉Schweber。Englewood Cliffs, NJ: Prentice Hall 1994。对通信基础的良好基本介绍，重点是直观的理解和现实世界的例子。每页不超过一个方程式。

《数字通信》(第二版)，作者:爱德华·李和大卫·梅塞施密特。诺威尔，麻萨诸塞州:Kluwer出版社， 1994。对数字通信进行更全面和分析的处理。

无线数字通信:调制和扩频应用，作者:Kamilo Feher博士。恩格尔伍德悬崖，新泽西州:普伦蒂斯厅， 1995。对不同的无线调制方案进行了相当严格的分析，深入了解了每种方案的优缺点，并讨论了为什么要为某些标准选择特定的方案。